本示例使用自顶向下的方法为类似ZigBee的应用程序设计了一个射频接收器。对无减损设计的误码率进行了验证,并对添加减损模型后的误码率性能进行了分析。示例使用RF预算分析仪
应用程序排序的元素,有助于噪音和非线性预算。
设计规范:
数据速率= 250kbps
采用半正弦脉冲整形的OQPSK调制,如IEEE®802.15.4规定的ZigBee物理层
直接序列扩频,芯片速率为2 Mchips/s
灵敏度规格= - 100dbm
误码率(BER)规范= 1e-4
10位和0 dBm饱和功率的模拟数字转换器(ADC)
要创建完全符合标准的ZigBee波形,您可以使用用于ZigBee协议的通信工具箱库附加组件。
这个例子指导您完成以下步骤:
开发用于波形产生的基带发射机模型
确定信噪比规范,从链路级理想基带模型实现1e-4误码率
从射频接收器和ADC的等效基带模型导出射频子系统规范
从射频接收机的电路包络模型推导出直接转换规范
进行包括干扰信号在内的多载波仿真,推导出直流偏移补偿算法的规格
为了评估射频接收器设计的性能,使用一个频谱代表802.15.4波形的信号是必要和充分的。
的基带发射机型号创建并演示了频谱和星座域的频谱代表ZigBee波形。这个模型和所有后续模型使用回调来创建参数化系统的MATLAB工作空间变量。
要设计接收器,首先确定实现指定BER小于1E-4所需的SNR。计算在4 MHz的模拟带宽中。跑过链路级别的模型模拟实现目标BER所需的接收器处理。
准确计算误码率需要对发射和接收信号进行校准。仿真必须补偿接收信号相对于发射信号的两个样本延迟。此外,为了确保正确的芯片-符号-位映射,仿真必须在帧边界上的芯片-符号块的输入端将芯片与帧边界对齐。考虑到接收信号延迟和帧边界对齐需要添加a延迟块在接收分支上设置32-2=30的延迟,然后才能恢复接收的符号。
该模型在信噪比为-2.7 dB时实现了1e-4的误码率,可通过采集100位误码率进行验证。
在链路级别的模型, AWGN块占整个信道和射频接收机信噪比预算。
本节使用传统的启发式派生来确定RF接收器和ADC的高级规格。
B = 4mhz =模拟带宽=模拟采样频率
kT = 174 dBm/Hz =地板热噪声功率
灵敏度= - 100dbm =接收机灵敏度
信噪比= -2.7 dB
噪声功率模拟带宽= PN = PN = SENITIVY-SNR = -100 dBm - (-2.7 dB)= -97.3 dBm
模拟一个理想化的基带模型,验证初步的射频接收器规格(NF = 10.7 dB,接收器增益= 53.4 dB)。这可以通过收集100个错误来完成。
频谱分析仪显示,带ADC的接收频谱在形状上与上一节的频谱基本相同,但没有ADC。
在本节中,RF接收器及其噪声系数和增益预算规范是通过使用具有这些特征的四个离散子组件来建模:
SAW过滤器:噪声图= 2.5 dB,增益= -3 dB
LNA:噪声图= 6db,增益= 22db
无源混频器:噪声值= 10 dB,增益= -5 dB
VGA:噪声值= 14 dB,增益= 40 dB
SAW滤波器性能来自指定S参数特征的Thegstone文件。您可以通过以2.45GHz的工作频率可视化X-Y平面中的S21参数来验证增益。您可以通过以2.45GHz的工作频率可视化X-Y平面中的NF参数来验证噪声系数。通常,具有低噪声和高增益的LNA遵循SAW滤波器,这极大地降低了LNA之后组分的噪声系数的影响。此外,无源混频器用高IP2指定。类似于SAW滤波器,您可以通过在[2E9 3E9]的用户指定的频率范围内通过在X-Y平面中可视化S21参数来验证混频器增益。
一个等效基带模型模拟改进的射频接收器。
运行模拟并通过使用输出端口可视化窗格验证射频接收器链路预算。四个阶段的总噪声系数和增益按照以下预算进行了划分:
NF (dB) = [2.5, 6, 10, 14]
分量噪声因子F(线性)= 10^(NF/10) = [1.78 3.98 10.0 25.1]
功率增益(dB) = [- 3,22, - 5,40] = 54 dB > 53.4 dB
电压增益VG(线性)= 10^(功率增益/20)= [0.71 12.59 0.56 100.0]
系统噪声因子Fsys(线性)=
系统噪声系数NFsys (dB) = 10*log10(Fsys) = 10.7 dB
通过这个模型,您可以验证BER < 1e-4对应的芯片错误率(ChER)约为7%。通过计算ChER,您可以用更少的时间运行后续模型,并且仍然可以收集准确的误码率统计信息。
前一节中使用的等效基带建模技术不能模拟真正的直接转换接收机。该模型采用了输入频率为2.45 GHz, LO频率为2.4 GHz的混频器,使频谱分析仪的中心频率为50 MHz。这种建模的局限性促使了对电路包络法的改变。
使用电路包络建模方法,通过添加更多的实际损伤来继续细化射频接收器架构。
的电路包络模型与等效基带模型的区别如下:
用一个正交调制器代替等效基带混频器,该调制器由可参数化的I和Q混频器和移相器块以及一个有缺陷的本振器组成
使用宽带阻抗(50欧姆)明确地模拟块之间的功率传输
比较光谱,功率测量,ChER和等效基带模型,没有显著的性能差异。然而,随着电路包络模型,你可以包括甚至阶非线性效应,I/Q不平衡,以及每个组件的彩色噪声分布的规格。
你可以手动建立射频接收器的电路包络模型,使用块从电路包络图书馆,也可以使用RF Budget Analyzer App自动生成。
RF预算分析仪应用程序
使用Friis方程来确定射频链的噪声、增益和非线性预算
允许您探索接收器设计空间,并确定如何跨链的元素分解规范
帮助您确定哪个元素对噪声和非线性预算的贡献最大
可以生成射频接收器模型,用它可以进行多载波仿真和进一步修改。
本节修改了电路包络模型创造这一点带干扰模型的电路包络.带有干扰模型的电路包络包括一个宽带干扰信号和以下缺陷:
在正交解调器中90 dB的LO-RF隔离
正交解调器中等于70 dBm的OIP2
wcdma -30 dBm在2500 MHz
该仿真模型是非标准兼容的干扰信号,具有功率和频谱分布特征的现实的WCDMA信号。对宽带干扰信号的仿真要求较大的仿真带宽为16MHz。因此,1 MHz的OQPSK信号被过采样16,电路包络模拟带宽也被增加到16 MHz。
本设计需要一种直流偏置补偿算法来实现期望的ChER,这是由于本振漏引起的直流偏置,以及由于带外干扰信号功率高引起的解调器的非线性。在这种情况下,您包含了一个非常选择性的过滤器,这会引入一个很长的延迟,并且ChER测量块中相应的计算延迟会增加。
以0hz为中心的频谱显示了减少直流偏移量的直流偏移补偿。当您运行模型时,请注意,直流偏移量最终会被完全删除。
在自上而下的设计方法之后,导出了RF接收器组件规范。损害,干扰和RF接收器子组件模型被迭代地精致以提高保真度,并在每个阶段验证以确认整体系统的绩效目标。