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数字基带调制

在大多数通信媒介中，只有一个固定的频率范围可用于传输信息。要通信频谱不在该固定频率范围内的消息，或者不适合该信道的消息，一种方法是根据消息信号中的信息更改载波信号。这种改变叫做调制．发射机发送调制符号。然后，接收方通过名为解调．

调制方法

数字基带调制将数字传输符号调制成正弦波形。通信工具箱™软件提供了应用各种数字基带调制方法的功能。根据消息信号中的信息改变载波信号的过程取决于所应用的调制方法。载波信号的一般形式，年代（t)是

年代（t) =一个（t)因为[2πf₀t+ϕ(t）]

携带信息的分量是振幅(一个)，频率(f₀)，或单独或组合phase (ϕ)。

数字调制类型	调制方法
振幅调制调幅示例	脉冲振幅调制(PAM) 正交调幅(QAM)
振幅和相位调制振幅和相位调制的例子	振幅和脉冲位移键控(APSK) 数字视频广播系统APSK (DVBS-APSK) mil - 188 - qam
连续相调制连续相位调制实例	连续相位频移键控连续相位调制(CPM) 高斯最小位移键控(GMSK) 最小移位键控(MSK)
频率调制调频实例	频移键控
正交频分复用调制 OFDM调制实例	正交频分复用(OFDM)
相位调制相位调制示例	相移键控差分相移键控(DPSK) 偏移四相移键控(OQPSK)
格子码调制网格编码调制示例	网格编码调制(TCM) 相移键控-TCM (PSK-TCM) 正交振幅调制-TCM (QAM-TCM)

数字调制类型

调制方法

振幅调制

调幅示例

脉冲振幅调制(PAM)

正交调幅(QAM)

振幅和相位调制

振幅和相位调制的例子

振幅和脉冲位移键控(APSK)

数字视频广播系统APSK (DVBS-APSK)

mil - 188 - qam

连续相调制

连续相位调制实例

连续相位频移键控

连续相位调制(CPM)

高斯最小位移键控(GMSK)

最小移位键控(MSK)

频移键控

正交频分复用(OFDM)

相移键控

差分相移键控(DPSK)

偏移四相移键控(OQPSK)

格子码调制

网格编码调制示例

网格编码调制(TCM)

相移键控-TCM (PSK-TCM)

正交振幅调制-TCM (QAM-TCM)

请注意

调制之后通常是脉冲整形，解调之前通常是滤波或积分-转储操作。除非另有说明，这些调制技术不执行脉冲整形或滤波。有关示例，请参见脉冲整形和滤波调制实例．

建模概念

数字调制和模拟调制根据消息符号中的信息改变可传输信号。数字调制将消息信号限制为有限的符号集，并输出调制信号的复杂包络。

基带与通带模拟

调制是一个过程载波信号是根据a消息信号．为了通过解调器正确地恢复信息，奈奎斯特采样定理需要f_年代> 2 (f_c+f）,在那里f_年代表示模拟采样率，f_c代表了载波频率,f表示消息信号的最高频率。通常情况下,f_c>>f．

调制可以在基带或通频带模拟。基带仿真，又称基带仿真低通等效法，计算量较少。

请注意

虽然通信工具箱软件支持数字和模拟调制的基带模拟，但它只支持模拟调制的通带模拟金宝app。

当模拟基带调制产生复杂包络的调制消息信号时，输出信号y是一个复数的与模拟通带调制器输出有关的信号。调制通带信号是否有波形

$Y_{1} （ t ） \sqrt{2} 因为（ 2 π f_{c} t + ϕ ） - Y_{2} （ t ） \sqrt{2} 罪（ 2 π f_{c} t + ϕ ），$

在哪里f_c载波频率和n是载波信号的初始相位，那么基带模拟识别出这等于的实部

$［（ Y_{1} （ t ） + j Y_{2} （ t ）） e^{j ϕ} ］经验值（ j 2 π f_{c} t ）．$

基带仿真只模拟方括号内的部分。在这里,j是-1的平方根。基带调制信号矢量y是复杂信号的采样吗

$（ Y_{1} （ t ） + j Y_{2} （ t ）） e^{j θ} ．$

如图所示，

数字调制器接受实值输入位向量(或符号)并返回复值输出信号(或样本)。
数字解调器接受复值输入信号(或样本)并返回实值输出位向量(或符号)。

具有实值输入和复值输出的数字调制器。复值输入和实值输出的数字解调器。

如果要分离复杂调制信号的同相分量和正交分量，可以使用复杂到真实图像(金宝app模型)块，或真正的而且图像放大MATLAB^®功能。

对于给定的调制方法，您可以通过查看以下内容来可视化复杂调制信号:

星座图中的调制样本
眼图中的相位树
频谱分析仪的频率响应

请注意

如果您更喜欢使用模拟通带信号而不是基带信号，那么您可以构建在两者之间转换的函数。请注意，模拟通带调制往往比基带调制的计算量更大，因为载波信号通常需要以高速率采样。

表示数字信号

若要使用数字调制调制单通道消息，请从一个实消息开始，该实消息的值是范围为[0，(米1)),在那里米的调制顺序米象征字母表。在列向量中表示单通道消息，或在矩阵中表示多通道消息，其中矩阵的每列表示一个通道。例如，使用八个符号字母进行调制:

列向量[2 3 7 1 0 5 5 2 6]'是调制器的有效单通道输入。
两列矩阵[2 3;3 3;7 3;0 3;]是调制器的有效多通道输入。此多通道输入消息的矩阵指定了具有常量值的第二个通道3.．

有关更多信息，请参见信号的术语．

整数值和二进制值符号

大多数数字调制函数、系统对象和块可以接受整数或二进制值的符号。对于调制器，可以将输入类型指定为整数或二进制。对于解调器，可以将输出类型指定为整数或二进制。

当为整数值输入符号配置调制器时，调制器接受范围[]内的整数值。0, (米- - - - - -1)]。米表示调制顺序。
为位值输入符号配置调制器时，调制器接受表示整数的二进制值输入。调制器将二进制值的符号收集成一组b=日志₂（米）位,b表示每个符号的比特数。输入向量长度必须是的整数倍b．在此配置中，调制器映射的组b位到调制器输出的符号上。调制器为每组信号输出一个调制符号b位。

符号映射

符号映射指定调制器用来映射一组符号的顺序b输入位到星座图的相应相量符号。为了达到误码率的下限，多电平调制方案通常利用灰色编码技术。灰色编码对调制符号进行排序，使相邻符号的二进制表示只差一位。将通信系统中的灰色编码排序与能够纠正单比特错误的前向纠错技术相结合，有助于减少多级调制方案中的误码率。有关演示灰色编码和二进制编码的符号映射和错误率性能的示例，请参见符号映射示例．

大多数“通信工具箱”软件调制特性使用灰色编码符号映射作为默认设置。其他符号映射选项是二进制编码和自定义编码的。用于符号映射输入控件的属性或参数名称因所使用的特定调制方法而不同。

为了说明顺序，这个表显示了当符号映射使用灰色编码和二进制编码时，8-PSK调制相量输出与相应调制器整数或二进制符号输入值之间的关系。

8-PSK调制器输出	Gray-Encoding		二进制编码
8-PSK调制器输出	调制器整数输入	调制器二进制输入	调制器整数输入	调制器二进制输入
`经验值`（0)	0	000	0	000
`经验值`（jπ/ 4）	1	001	1	001
`经验值`（jπ/ 2) =`经验值`（j2π/ 4）	3.	011	2	010
`经验值`（j3π/ 4）	2	010	3.	011
`经验值`（jπ) =`经验值`（阁下π/ 4）	6	110	4	One hundred.
`经验值`（j5π/ 4）	7	111	5	101
`经验值`（j3π/ 2) =`经验值`（卫星π/ 4）	5	101	6	110
`经验值`（j7π/ 4）	4	One hundred.	7	111

该星座图绘制输出相量标记为灰色编码值为8-PSK调制符号。与表相比，您可以看到，在星座图中，Gray-encoding的行条目以逆时针顺序出现，并且表明相邻样本之间只有1位的差异。

图显示8-PSK星座符号与对应的整数和灰色编码的二进制值标记。

灰色编码M-PSK调制的误码率性能。您可以分析数据来比较理论性能和模拟性能。M-PSK调制的理论误码概率为

$P_{E} （米）＝ e r f c （ \sqrt{\frac{E_{年代}}{N_{0}}} 罪（ \frac{π}{米} ））$

在哪里误差补函数是互补误差函数，E_年代/N₀符号中的能量与噪声功率谱密度的比值，和米是调制顺序。

为了确定误码概率，符号误码概率，P_E，则需要转换为其等效的误码率。符号到误码的转换没有通用公式。上限和下限是很容易确定的。实际的误码概率，P_b，可表示为受

$\frac{P_{E} （米）}{{日志}_{2} 米} \leq P_{b} \leq \frac{米 / 2}{米 - 1} P_{E} （米）$

下限对应于符号经过灰色编码的情况。上限对应于二进制编码的情况。类似的误码率性能改进与灰色编码符号映射适用于其他调制方法。有关符号误码率(SER)和误码率(BER)解析表达式的更多信息，请参见误码率分析中的解析表达式．

信号上采样和速率变化

一些数字调制方法可以输出调制符号的上采样版本。相应的数字解调方法可以接受调制符号的上采样版本作为输入。每个符号的样本控件表示上采样因子，必须为正整数。下表列出了提供上采样支持的调制方法。金宝app

数字调制类型	调制方法
连续相调制	连续相位频移键控连续相位调制(CPM) 高斯最小位移键控(GMSK) 最小移位键控(MSK)
频率调制	频移键控
相位调制	偏移四相移键控(OQPSK)

数字调制类型

调制方法

连续相调制

连续相位频移键控

连续相位调制(CPM)

高斯最小位移键控(GMSK)

最小移位键控(MSK)

频率调制

频移键控

相位调制

偏移四相移键控(OQPSK)

上采样的结果是输入到输出:

单速率加工的尺寸变化。
在Simulink中用于多速率处理的速率更改金宝app^®．MATLAB不考虑多速率处理。

在Si金宝appmulink中，您的模拟可以使用设置为单速率处理或多速率处理的速率选项来运行。

有关费率更改的详细信息，请参见基于样本和框架的概念．

下表总结了基于处理速率选项和每个符号的样本数量(N_SPS)用于模拟中的调制和解调。

计算类型	率的选择	Upsampled输出
调制	单频处理	用于CPM和FM—输出向量长度为N_SPS乘以输入向量中整数或二进制单词的数量。输出采样时间等于输入采样时间。对于OQPSK—输出向量长度为2N_SPS乘以输入向量中整数或二进制单词的数量。
调制	多重速率的处理	用于CPM和FM—输出向量与输入向量大小相同。输出采样时间为1／N_SPS乘以输入采样时间。对于OQPSK—输出向量为标量。输出采样时间为1／2N_SPS乘以输入采样时间。
解调	单频处理	用于CPM和FM—输出向量中整数或二进制字的个数为1／N_SPS乘以输入向量中的样本数。输出采样时间等于输入采样时间。对于OQPSK——输出向量为1／2N_SPS乘以输入向量中的样本数。
解调	多重速率的处理	用于CPM和FM—输出向量与输入向量大小相同。输出采样时间为N_SPS乘以输入采样时间。解调信号被延迟一个输出符号周期，如果N_SPS> 1解调器来自FM子库。没有延迟，如果N_SPS= 1或者解调器来自CPM子库。对于OQPSK—输出信号包含一个整数或一个二进制字。输出采样时间为2N_SPS乘以输入采样时间。解调信号被延迟一个输出符号周期，如果N_SPS> 1．

数字解调的延迟

一些数字解调技术会在输入和输出之间产生延迟。这些延迟取决于解调技术的配置和调制信号的特性。由于延迟，及时进入调制或解调特性的数据T显示在输出中T+延迟．特别是，如果模拟计算错误统计信息或将传输数据与接收数据进行比较，则在执行此类计算或比较时，模拟必须考虑延迟。有关示例，请参见解调延迟示例．

解调类型	发生延迟的情况	延迟时间
调频解调器列于频率调制	纸浆包处理	延迟=一个输出周期
中列出的所有解调器对象和块连续相调制	单频处理,D=回溯深度值	延迟＝D输出时间
中列出的所有解调器对象和块连续相调制	块配置为多速率处理，如果模型使用可变步长求解器或固定步长求解器任务模式参数设置为`SingleTasking` D＝回溯长度价值	延迟＝D+1个输出周期
OQPSK解调器列于相位调制	单频处理	OQPSK解调延迟取决于脉冲整形滤波器和输入/输出设置。有关更多信息，请参见`comm.OQPSKDemodulator`而且OQPSK解调器基带．
	块配置为多速率处理，该模型使用固定步长求解器与任务模式参数设置为`汽车`或`多任务处理`
	块配置为多速率处理，并且模型使用可变步长求解器或任务模式参数设置为`单任务`
中列出的所有解调器对象和块格子码调制	配置为连续操作Tr等于回溯深度值和码率k/n	延迟＝Tr×k输出位

请注意

其他延迟来源来自M-DPSK, DQPSK和DBPSK解调器。这些解调器产生的输出的第一个样本与输入无关。这种延迟与差分调制技术有关，而不是它的具体实现。为了说明延迟，在错误率计算中指定一个样本计算延迟。有关示例，请参见comm.DQPSKDemodulator．

硬决策解调与软决策解调

所有通信工具箱解调函数、系统对象和块都可以使用硬决策解调二进制数据。一些解调函数、系统对象和块也可以使用软决策解调二进制数据。

硬决策解调计算每个接收样本的最小汉明距离，并选择距离最小的符号。当一个符号的硬判定输出对于多个码字具有相等的汉明距离时，这些码字中的一个是随机选择的。采用软决策解调可以降低决策错误的概率，但计算量较大。

有两种软决策算法:精确对数似然比(LLR)和近似LLR。精确LLR提供了最大的精度，但速度较慢，而近似LLR精度较低，但效率较高。有关示例，请参见硬决策解调与软决策解调实例．

精确的LLR算法使用有限精度算法计算指数。对于涉及非常大的正或负量级的计算，精确的LLR算法产生:

正或负如果噪声方差很大
南如果噪声方差和信号功率都是很小的值

近似的LLR算法不计算指数。你可以避免正，负,南结果采用近似LLR算法。

精确LLR算法

对数似然比(LLR)是接收信号发送0位与发送1位的概率之比的对数。LLR有一点，b，定义为:

$l （ b ）＝日志（ \frac{公关（ b ＝ 0 | r ＝（ x ， y ））}{公关（ b ＝ 1 | r ＝（ x ， y ））} ）$

假设所有符号的概率相等，AWGN信道的LLR可以表示为:

$l （ b ）＝日志（ \frac{\sum_{年代 \in {年代}_{0}} e^{- \frac{1}{σ^{2}} （ {（ x - {年代}_{x} ）}^{2} + {（ y - {年代}_{y} ）}^{2} ）}}{\sum_{年代 \in {年代}_{1}} e^{- \frac{1}{σ^{2}} （ {（ x - {年代}_{x} ）}^{2} + {（ y - {年代}_{y} ）}^{2} ）}} ）$

假设沿同相轴和正交轴的噪声分量相互独立且功率相等，即: $σ_{x}^{2} ＝ σ_{y}^{2} ＝ σ^{2} / 2$ ．

变量代表本表中描述的值。

变量	描述
$r$	接收到的坐标为(x，y）
$b$	传输位(M-ary符号中的K位之一，假设所有M个符号都是等概率的)
${年代}_{0}$	理想符号或星座点的位为0，在给定的位位置
${年代}_{1}$	理想符号或星座点的位1，在给定的位位置
${年代}_{x}$	理想符号或星座点的同相坐标
${年代}_{y}$	理想符号或星座点的正交坐标
$σ^{2}$	基带信号的噪声方差
$σ_{x}^{2}$	沿同相轴的噪声方差
$σ_{y}^{2}$	沿正交轴的噪声方差

近似LLR算法

近似LLR是通过仅使用在该位位上为0(或1)的距离接收样本最近的星座点来计算的，而不是像在精确LLR中那样使用所有星座点。它的定义是[8]为:

$l （ b ）＝ - \frac{1}{σ^{2}} （ \underset{年代 \in {年代}_{0}}{最小值} （ {（ x - {年代}_{x} ）}^{2} + {（ y - {年代}_{y} ）}^{2} ） - \underset{年代 \in {年代}_{1}}{最小值} （ {（ x - {年代}_{x} ）}^{2} + {（ y - {年代}_{y} ）}^{2} ））$

访问数字调制块

打开数字基带调制子库中的图标调制图书馆。

类中的子库数字基带调制子程序库。文件中的图标数字基带调制子库查看每个子库中的块。

数字基带库中的图标	调制的种类
APSK	振幅和相位调制
CPM (msk, gmsk)	连续相位调制
移频键控	频移键控调制
OFDM	正交频分调制
PAM / QAM	相位振幅和正交振幅调制
相移键控	相移键控调制
MIL188兼容标准(dvb)	数字视频广播卫星和MIL-STD-188标准兼容的调制
中医	格子码调制

此表列出了一般调制器块以及一般调制器等效于特定情况下的调制器块的条件。解调器的情况与此类似。特定情况下的调制块使用与其一般对应方使用的相同的计算代码，但提供了更简单或更适合特定情况的接口。

一般的调制器	一般调制器条件	具体案例调制器
通用QAM调制器基带	预定义的星座包含米= 2^b矩形点阵上的点。米调制顺序和b由每个星座点表示的每个符号的比特数。	矩形QAM调制器基带
M-PSK调制器基带	多状态数参数设置为`2`．	BPSK调制器基带
M-PSK调制器基带	多状态数参数设置为`4`．	QPSK调制器基带
M-DPSK调制器基带	多状态数参数设置为`2`．	DBPSK调制器基带
M-DPSK调制器基带	多状态数参数设置为`4`．	调制器基带
CPM调制器基带	多状态数参数设置为`2`而且频率脉冲形状参数设置为`高斯`．	GMSK调制器基带
	多状态数参数设置为2，频率脉冲形状参数设置为`矩形`,脉冲持续时间参数设置为`1`．	MSK调制器基带
	频率脉冲形状参数设置为`矩形`而且脉冲持续时间参数设置为`1`．	CPFSK调制器基带
通用TCM编码器	预定义信号星座包含米= 2^b矩形点阵上的点。	矩形QAM TCM编码器
通用TCM编码器	预定义信号星座包含米= 2^b点在圆上。	M-PSK TCM编码器

的CPFSK调制器基带块类似于M-FSK调制器基带块，当M-FSK块使用连续相变时。然而，M-FSK特性在掩码接口和解调实现方面与CPFSK特性不同。

参考文献

[1]杰鲁基姆，米歇尔·C，菲利普·巴拉班和k·萨姆·山穆根。通信系统仿真．第二版。波士顿，马萨诸塞州:施普林格美国，2000年。

[２]约翰·G·普罗基斯数字通信．第五版。纽约:麦格劳希尔出版社，2007年。

[3]Sklar,伯纳德。数字通信:基础与应用．恩格尔伍德悬崖，新泽西州:Prentice-Hall, 1988。

[4]安德森，约翰·B，托尔·奥林，卡尔·埃里克·桑德伯格。数字相位调制．纽约:全会出版社，1986年。

［5］比格列里，E. D.迪萨拉，P.J.麦克莱恩和M.K.西蒙，栅格编码调制及其应用介绍，纽约，麦克米伦，1991年。

[6]Pawula, r.f.，“在地面和卫星频道上的M-ary DPSK传输”，IEEE通讯汇刊， 1984年7月，第752-761页。

[7]Smith, J. G.，“奇数位正交移幅键控”，IEEE通讯汇刊， 1975年3月，第385-389页。

[8]Viterbi, A.J.“卷积码MAP解码器的直观证明和简化实现”。IEEE通讯选定领域杂志16日,没有。2(1998年2月):260-64。https://doi.org/10.1109/49.661114。