この例では,複合三相端子と展開三相端子を比較します。最初の回路は,複合三相端子で構成された电压源を示します。分相器ブロックはSimscape™基金会ライブラリの電気素子へのインターフェイスを提供します。2番目の回路はSimscape基金会ライブラリの電気素子に直接接続できる展開三相端子で構成された电压源を示します。电压源は,右クリックコンテキストメニューの[Simscape块选择]オプションを使用して,複合三相端子から展開三相端子に変更することができます。

このモデルでは,控制PWM电压ブロックとh桥ブロックを使用してモーターを制御する方法を説明します。直流电机ブロックではメーカーデータシートのパラメーターを使用します。それによると,モーターは2500 rpmで10 Wの機械動力を供給し,12 V直流電源で動かしたときの無負荷速度は4000 rpmであると指定されています。したがって,麻省理工基準電圧が最大値の+ 5 Vに設定されている場合,モーターは4000 rpmで回転することになります。+ 2.5 Vに設定されている場合は,約2000 rpmで回転するはずです。[シミュレーションモード]パラメーターは控制PWM电压ブロックとh桥ブロックの両方で[平均]に設定され,その結果シミュレーションが高速になります。平均化された動作を検証するには,両方のブロックで[シミュレーションモード]パラメーターを(PWM)に変更してください。

この例では2つのオペアンプを使用した三角波発生器回路の実装を示します。回路の最初の段階は,オペアンプから作成された比較器です。比較器の出力は2つのツェナーダイオードによって,約±5 Vに制限されています。ツェナーダイオードによって課された制限の結果,矩形波が生成されます。

この例では,アナログデジタルコンバーターと併用するためのアンチエイリアシングフィルターのアナログ実装を示します。アナログデジタルコンバーターのサンプリング周波数である1 kHzと一致させるために,フィルターのカットオフ周波数は500 Hzに設定されています。テスト信号には,目的の50 Hz正弦波に加え,1 kHzアナログデジタルサンプリング周波数では捉えられない1100 Hzの高周波成分が組み込まれています。捉えられた信号が,アンチエイリアシングなしとアンチエイリアシングありでスコープに表示されます。アンチエイリアスフィルターを使用すると,50赫兹正弦波の振幅が,振幅1,対応する電力0.5 W(1Ωの参照負荷に対して27 dBm)で正しく測定されます。

この例では4象限チョッパーを制御する方法を説明します。控制サブシステムは、出力電流を制御するために、単純な PI ベースの制御アルゴリズムを実装します。シミュレーションを高速化するために、平均値チョッパー モデルを使用します。シミュレーションでは、正と負の両方の指令値を使用します。合計シミュレーション時間 (t) は 1 秒です。t = 0.5 秒で、負荷 DC 電源 E の極性が変更されます。

この例では,降圧コンバーターの出力電圧を制御する方法を説明します。デューティ比を調整するために,控制サブシステムはπベースの制御アルゴリズムを使用します。入力電圧はシミュレーション全体を通じて一定と見なされます。可変抵抗器がシステムに負荷を提供します。合計シミュレーション時間(t)は0.25秒です。t = 0.15秒で負荷が変化します。

この例では,永久磁石同期電動機永磁同步电动机を使用して,自動車のパワーステアリングシステムでドライバーがかけた力を増幅する方法を説明します。

このモデルは,単純な代表モデルを使用して,回転エネルギースカベンジャーのパフォーマンスを調べる方法を説明します。電気エネルギーは特区モーターのシャフトに接続された,中心からずれた質量から生成されます。質量,ジオメトリ,モーター,および電気のパラメーターを,予想される機械的励起と一致させなければなりません。生成された電力は,抽出された機械動力より小さくなります。これは主に,モーター巻線による損失と,回転子の粘性減衰によるものです。この例はNunna, K。“建设性的互连和阻尼分配passivity-based控制与应用程序”,伦敦帝国理工学院(2014)に基づいています。ここでのモデルは,电源コンバーターを省略しているという点で単純化しています。

この例では,スイッチング損失と伝導損失に基づき,絶縁ゲートバイポーラトランジスタ(IGBT)上の温度プロファイルの生成を示します。降圧コンバーターが2つあります。1つのコンバーターでは,IGBTが福斯特熱モデルに連結されます。もう1つのコンバーターでは,IGBTが标出熱モデルに連結されます。それぞれの熱モデルのパラメーターは,結果がほぼ同等になるように調整されます。シミュレーション時間50 msで駆動周波数が40 kHzから20 kHzに変化し,伝導損失が増大してスイッチング損失が減少します。損失が変化すると,それに対応してIGBTの温度も変化します。

この例では,周波数依存伝送線路のカスタムモデルを示します。最初に,特性アドミタンスと伝播関数が,周波数依存の抵抗,リアクタンス,サセプタンスから導出されます。派生値は,射频工具箱™を使用して近似されます。次に,近似されたパラメーターに基づいて,Simscape™で普遍的線路モデル(乌尔姆)[1]が実装されます。周波数依存伝送線路モデルの結果と、従来の π セクション伝送線路モデルの結果が比較されます。

この例では,スイッチング損失と伝導損失に基づき,絶縁ゲートバイポーラトランジスタ(IGBT)上の温度プロファイルの生成を示します。降圧コンバーターが2つあります。1つのコンバーターでは,IGBTが福斯特熱モデルに連結されます。もう1つのコンバーターでは,IGBTが标出熱モデルに連結されます。それぞれの熱モデルのパラメーターは,結果がほぼ同等になるように調整されます。シミュレーション時間50 msで駆動周波数が40 kHzから20 kHzに変化し,伝導損失が増大してスイッチング損失が減少します。損失が変化すると,それに対応してIGBTの温度も変化します。

この例では,冷却モードで動作する,高温側の温度を50℃に設定したペルチェ素子を示します。冷却モードでは,ペルチェ式セルのパフォーマンス係数(警察)は熱電冷却器(TEC)を通じて伝達された熱の合計を入力電力で除算した値COP = Qc /销に等しくなります。

この例では,磁気回路で非线性磁阻ブロックを使用することにより,ヒステリシスを示すカスタム変圧器をモデル化する方法を示します。変圧器は定格50 W負荷で,実効値120 Vから12 Vまで降下します。磁化抵抗Rmは,涡流损失ブロックを使用して,磁気ドメイン内でモデル化されます。

555年この例ではタイマーを非安定モードで使用して実装されたパルス幅変調(PWM)出力を示します。デューティ比は,ポテンショメーターP1によって設定されます。このポテンショメーターは,工作周期控制旋钮を介して実行時に制御されます。555年タイマーからの出力結果がスコープに表示されます。シミュレーションを終了するには,[停止]ボタンをクリックします。